ZHCABP8 February 2022 BUF802
寬帶寬數據采集系統(tǒng)（例如示波器和有源探頭）使用模擬前端 (AFE) 信號鏈來捕獲高頻信號和快速瞬變脈沖。寬帶 DAQ AFE 的關鍵特性包括：
縱觀當今的行業(yè)，可以找到各種各樣支持大于 1GHz 帶寬的放大器和緩沖器，然而，這些帶寬指的是小信號帶寬 (< 100mVPP)，此類帶寬不適合在 AFE 中使用，設計用于幅度較大的信號 (> 1VPP)。
BUF802 器件是一款具有 JFET 輸入級的開環(huán)、單位增益緩沖器，能夠為數據采集系統(tǒng) (DAQ) 前端提供低噪聲、高阻抗緩沖。BUF802 支持 1VPP 信號的直流至 3.1GHz 帶寬，同時在整個頻率范圍內提供出色的失真和噪聲性能。對于需要寬帶寬和高精度的應用，BUF802 可用于具有精密放大器的復合環(huán)路中，如圖 1-1 中所示。
本文介紹了如何調整 S 參數，以實現前端設計的平坦頻率響應和阻抗匹配。
復合環(huán)路將兩個不同且通?；パa的子電路交織在一起，以創(chuàng)建單個無縫電路塊，其最終性能是每個子電路優(yōu)點的組合。圖 1-2 中的復合環(huán)路將輸入信號分成低頻和高頻分量，通過兩個不同的電路（傳遞函數）將每個信號分量帶到輸出端，并將它們重新組合以再現凈輸出信號。低頻路徑為凈傳遞函數提供了良好的直流精度，BUF802（高頻路徑）允許凈傳遞函數實現寬帶寬。圖 1-2 中電路的挑戰(zhàn)之一是平滑地交錯兩條路徑，以實現寬帶寬和良好的直流精度。兩條路徑的傳遞函數中的任何不匹配都將導致凈傳遞函數頻率響應中斷，從而導致信號保真度損失。BUF802 使用創(chuàng)新的架構來簡化前面討論的交錯兩個信號路徑的設計挑戰(zhàn)。
散射參數或 S 參數提供了一個基于輸入傳輸信號和反射信號的比率來描述網絡的框架，如圖 1-3 中所示。S11 表示從端口 1 反射的功率比（b1/a1，而 a2=0）。S21 表示從端口 1 傳輸到端口 2 的功率比（b2/a1，而 a2=0）。對于諸如緩沖器之類的單向設備（端口 1 作為輸入，端口 2 作為輸出），S11 是描述輸入阻抗匹配水平的輸入端口電壓反射系數，而 S21 是正向電壓增益，描述頻率響應。
S 參數通常表示為頻率的函數。有關 S 參數的詳細分析，請訪問博客那么，S 參數到底是什么？
要在整個頻率范圍內實現所需的 S21，需要滿足以下條件：
降低峰值并實現寬帶寬
圖 1-4 顯示了具有由 PCB 和 DUT (BUF802) 引起的輸入寄生效應的復合環(huán)路。PCB 布線的寄生電感 (LS) 可以與 BUF802 的輸入電容 (CIN) 相互作用，以創(chuàng)建諧振 LC 電路，從而產生峰值頻率響應，如圖 1-5 中所示。為了減少 LS，應盡量減小從輸入端口到 BUF802 輸入的布線長度。圖 1-5 證明了較長布線對 S21 的影響。
由于 LS 和 CIN 之間的諧振導致的峰值可以通過插入串聯阻尼電阻 RS 來抑制，如圖 1-4 中所示。除了有助于抑制 S21 峰值外，RS 還有助于改善 S11。S11 改進背后的確切數學運算在調整 S11 參數中進行了討論。
串聯輸入電容器 CHF 形成一個分壓器，其中 CIN 減少了高頻路徑的增益。因此，重要的是使 CHF >> CIN 確保分壓器不會衰減輸入的 AC 信號。
對于 1VPP 信號，BUF802 可以實現 3.1GHz 的 -3dB 帶寬。增加 RS 以減少 S21 峰值也減少了帶寬，因為增加了由 RS 和 CIN 引起的 RC 極。在圖 1-6 中可以看到此效果。
表 1-1 對前面幾點進行了總結。
| 增加 RS | 減小 RS |
|---|---|
| 保護 BUF802 免受瞬態(tài)影響 | 增加帶寬 |
| 減少 S21 的峰值 | 在較低頻率下提高 S11 |
| 在較高頻率下提高 S11 | 降低輸出噪聲 |
實現低頻和高頻區(qū)域之間的平滑過渡
BUF802 可用作獨立緩沖器、緩沖器模式（BF 模式）或帶有精密放大器的復合回路。復合環(huán)路模式（CL 模式），有助于實現 DC 精度和寬大的信號帶寬。使用精密放大器在 CL 模式下運行 BUF802 需要匹配兩個不同子電路的 S21 響應（增益），以保持低頻和高頻響應之間的平穩(wěn)過渡。通過遵守以下兩個條件可以實現平穩(wěn)過渡：
對于第一種情況，低頻區(qū)域僅由精密電路決定。輸入信號的幅度按比率 α 分頻，并通過精密放大器進一步放大 1/β。因此，在低頻區(qū)域：
增益 (G) 可在 BUF802 數據表中找到，通常為 0.96V/V。
為了在整個頻率范圍內保持恒定的 S21，可以通過調整 RPOT 的值使 G = α/β。
BUF802 (fHF) 路徑的高頻極點由 CHF 和 RHF 創(chuàng)建，如Equation3 中所示。精密放大器路徑的低頻極點 (fLF) 是精密放大器的增益帶寬積 (GBW)、輔助路徑增益 (GAUX) 和 BUF802 的寄生輸入電容的函數，如Equation4 中所示。
復合環(huán)路過渡區(qū)域的設計應使高頻極點 (fHF) 下降的頻率遠低于低頻極點 (fLF)。這樣可以確保交叉頻率區(qū)域中有足夠的重疊，并將復雜的傳遞函數簡化為簡單的極點和零點。
除了前面提到的兩個條件外，還需要調整 CF（補償電容器），以確保對精密放大器進行充分補償。CF 值由Equation5 中的公式計算得出。
其中 CINPA 是精密放大器的共模輸入電容。
圖 1-8 顯示了調整 CF 對其三個不同值的影響。
請參閱 BUF802 數據表中的第 9.2.1.2 節(jié)，以了解使用上述等式的 1-GHz AFE 的設計過程。
阻抗匹配對于減少反射和保持信號完整性至關重要。在感興趣的頻率上優(yōu)于 -15dB 的 S11 被認為是可接受的目標規(guī)格。雖然 50Ω 端接有助于實現所需的 S11，但重要的是要有一個高輸入阻抗選項來測量信號，而無需加載前一個驅動級。因此，數據采集系統(tǒng)可以具有可選的 50Ω 輸入和 1MΩ 輸入端接選項。BUF802 的 JFET 輸入級提供 GΩ 的輸入阻抗，因此可以使用外部 1MΩ 電阻端接而不影響性能。如果需要 50Ω 終端，可以通過繼電器接通，如圖 1-9 中所示。因此，BUF802 可以靈活地在 1MΩ 和 50Ω 端接系統(tǒng)中使用。
雖然可以安裝精確的 50? 端接以在前端復合環(huán)路的輸入端實現電阻，但 BUF802 的寄生電容 (CIN) 似乎與此 50Ω 電阻一起導致跨頻率的非理想端接。
BUF802 的寄生輸入電容 (CIN) 為 2.4pF。BUF802 在特定頻率 (XCF) 下的輸入阻抗可以使用以下公式計算：
因此，信號看到的凈輸入阻抗將為：
例如，在 f = 1GHz 時，XCF 等于 66.3Ω。因此，信號看到的凈輸入阻抗為 66.3Ω || 50Ω = 28.5Ω。
添加 RS（以減少 S21 峰值），以及添加串聯端接電感器 (LN)（請參閱圖 1-10）會產生凈輸入阻抗，如Equation8 中所示。
其中 XL = 2π * f * LN
f = 1GHz，RS = 30Ω，LN = 6.8nH，CIN = 2.4pF，并使用Equation8。
雖然可以增加 RS 以使輸入阻抗精確到 50Ω，但我們受到最大 RS 值的限制，如表 1-1 中所討論的那樣。圖 1-11 顯示了 S11 與不同 RS 值的頻率的關系。