ZHCAEJ3 May 2022 ADC128S102-SEP , OPA4H014-SEP

1 應(yīng)用簡報

設(shè)計說明

本文檔展示了兩個使用 ADC128S102-SEP、INA240-SEP、TPS73801-SEP 和 OPA4H014-SEP 的電流檢測電路。TPS73801-SEP 是一款抗輻射低壓降穩(wěn)壓器 (LDO)，用于為電路提供 5V 基準(zhǔn)電壓。ADC128S102-SEP 是一款抗輻射、低功耗、八通道、
50kSPS 至 1MSPS、12 位模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC)。該產(chǎn)品類似于 ADC128S102QML-SP，后者是該 ADC 的耐輻射版本，自 2008 年開始上市。相比之下，ADC128S102-SEP 在 TID = 30krad (Si) 時具有較低的輻射性能，但它是一款專為近地軌道 (LEO) 應(yīng)用設(shè)計的成本更低、尺寸更小的 SAR ADC。

在第一個電路中，ADC128S102-SEP 由 INA240-SEP 直接驅(qū)動，后者是一款固定增益為 20V/V 的電流檢測放大器，其接受的共模輸入電壓范圍為 –4V 到 80V。在第二個電路中，ADC128S102-SEP 由 OPA4H014-SEP 驅(qū)動，以獲得額外的帶寬和增益。這兩個電路都使用 TID 水平等于或大于 30krad (Si) 的完全抗輻射 IC。這兩個電路經(jīng)過仿真，實現(xiàn)了相同的精度，并且本文對最大采樣速率進(jìn)行了比較。

電路 1 原理圖

以下電路設(shè)計用于檢測 0A 至 20A 的電流。INA240-SEP 具有 –4V 至 80V 的寬共模輸入電壓范圍，可用于電機(jī)控制、衛(wèi)星太陽能電池板電流檢測等應(yīng)用。INA240-SEP 通過簡化模擬前端電路，可幫助減小電路尺寸并降低成本。

注：在 0A 至 20A 電流檢測范圍內(nèi)，由于 INA240-SEP 的輸出擺幅限制，因此無法準(zhǔn)確檢測 50mA 以下的電流。
Y14870R1152B9W 器件（如下圖所示）是一個具有 11.25mΩ 定制電阻值的分流電阻 (R_shunt)。

電流檢測電路 1 原理圖

電路 1 設(shè)計步驟

以下步驟展示了如何在電路 1 原理圖中查找電阻值和電容值，從而將 INA240-SEP 輸出映射到 0V 至 4.5V 的范圍并更大限度地提高 ADC 采樣速率

將 REF1 和 REF2 接地。確定最大輸入電流 (I_{in_max}) 和電流檢測放大器增益 (INA_gain)。根據(jù) INA240-SEP 采用增強(qiáng)型航天塑料封裝的寬共模范圍、高側(cè)和低側(cè)、雙向、零漂移電流檢測放大器 數(shù)據(jù)表，INA240-SEP 具有 20V/V 的增益。計算分流電阻 (R_shunt) 值，以將輸出映射到 0V 至 4.5V 范圍內(nèi)。公式如下所示：
將 C2 設(shè)置為 680pF，將 R1 設(shè)置為 30Ω。C2 約為采樣保持電容 (Csh)（值為 33pF）的 20 倍，因此值為 660pF。R1 通常在 10Ω 至 200Ω 范圍內(nèi)，并通過掃描 Csh 上的最小采樣信號建立時間進(jìn)行了優(yōu)化。本例中的 R1 是 30?。
使用 50kSPS 的最低采樣速率在 TINA TI-SPICE 中進(jìn)行仿真。為了實現(xiàn) 50kSPS 采樣速率，數(shù)字時鐘輸入 (SCLK) 為 800MHz。轉(zhuǎn)換時間 (tconv) 為 13 個時鐘周期，即 16.25μs。同樣，采集時間 (tacq) 為 3.75μs。這確保采樣信號在采集時間內(nèi)有足夠的時間穩(wěn)定下來。
測量仿真中的最短采樣信號穩(wěn)定時間。結(jié)合此穩(wěn)定時間，使用以下公式計算模擬前端可以充分穩(wěn)定時的最大 ADC 采樣速率：
使用步驟 4 中計算出的最大采樣速率來重新計算 tacq 和 tconv，然后在 TINA TI-SPICE 中再次進(jìn)行仿真，以確認(rèn)采樣的信號確實在采集時間 (tacq) 內(nèi)穩(wěn)定下來。

電路 1 仿真結(jié)果

按照電路 1 設(shè)計步驟說明，計算出分流電阻為 11.25mΩ。REF1 和 REF2 都接地。R1 和 C2 為 30Ω 和 680pF。

TINA TI-Spice 中的電路 1 原理圖

注：將 TINA TI-SPICE 中的 TR maximum time step 減小至 100ps，以獲得精確的仿真結(jié)果。

TINA TI-Spice 中的電路 1 仿真結(jié)果

采樣速率針對最大采樣速率進(jìn)行了優(yōu)化，在時鐘頻率為 1.15MHz 時，采樣速率為 72kSPS。仿真結(jié)果顯示，在 5V 電壓下，Csh 處的誤差為 544μV，小于 LSB 的一半。

電路 2 原理圖

以下電流檢測電路旨在檢測 –5A 至 5A 的電流。與電路 1 相比，電路 2 具有第二個放大級，用于獲得額外增益和帶寬。以下列表顯示了兩個好處。

INA240-SEP 具有 20 的固定增益。為了獲得完整的輸出范圍，可能需要定制分流電阻值。因此，使用可調(diào)的第二增益級設(shè)計會更加靈活。
ADC128S102-SEP 的采樣速率為 1MSPS。但是，INA240-SEP 只能將其驅(qū)動到 72kSPS。如果需要更高的采樣速率，11MHz 高精度運(yùn)算放大器 OPA4H014-SEP 是一個不錯的驅(qū)動器選項。

電流檢測電路 2 原理圖

電路 2 設(shè)計步驟

將 REF1 接地并將 REF2 連接到 5V (VA +5V) 引腳，以將輸出偏置為 2.5V
選擇一個常用分流電阻 (R_shunt) 值，使 INA240-SEP 的輸出電壓介于 0V 和 4.5V 之間。本例中為 R_shunt 選擇 10mΩ，從而使 INA240-SEP 的輸出電壓介于 1.5V 至 3.5V 之間
設(shè)置第二放大級增益。如果 R3 和 R4 都設(shè)置為 2kΩ，則可以使用以下公式計算 R5：
導(dǎo)航至模擬工程師計算器中的 ADC SAR 驅(qū)動器 并計算 C3 (Cfilt) 和 R6 (Rfilt)。下面是一個計算結(jié)果示例。由于采集時間 (tacq) 未知，請調(diào)整該值，直至得到的增益帶寬小于 OPA4H014-SEP 的增益帶寬積 (GBW)（即 11MHz）。
模擬工程師計算器中的 C3 和 R6 計算
在 TINA-TI SPICE 中進(jìn)行仿真，以測量采樣的信號穩(wěn)定時間，確認(rèn)它確實在采集時間 (tacq) 內(nèi)穩(wěn)定

電路 2 仿真結(jié)果

按照電路 2 設(shè)計步驟，將分流電阻選擇為常用值 10mΩ。運(yùn)算放大器增益設(shè)置為 2 時，ADC 輸入信號范圍為 0.5V 至 4.5V。C3 為 680pF，并且 R6 經(jīng)過掃描優(yōu)化確定為 35Ω，以更大限度地縮短 ADC 輸入信號建立時間。

TINA TI-Spice 中的電路 2 原理圖

TINA TI-Spice 中的電路 2 仿真結(jié)果

當(dāng)時鐘頻率為 9.09MHz 時，最大采樣速率為 568kSPS。仿真結(jié)果顯示，在 5V 電壓下，Csh 處的誤差為 545μV，小于 LSB 的一半。

誤差分析

以下公式用于計算 ADC 模擬前端 (AFE) 引入的誤差：

分流電阻容差 (R_shunt) 造成的增益誤差和溫漂：

其中

e_shunt：分流電阻導(dǎo)致的增益誤差 [%]
R_{shunt_tol}：R_shunt 的容差 [%]
TC_shunt：R_shunt 的溫度系數(shù) [ppm/℃]
temp：溫度 [?C]

INA240-SEP 導(dǎo)致的增益誤差：

其中

e_{INA_G}：INA240-SEP 導(dǎo)致的增益誤差 [%]
INA_gain_error：數(shù)據(jù)表中的 INA 增益誤差 [%]
TC_{INA_gain}：數(shù)據(jù)表中的 INA 增益誤差溫度系數(shù) [ppm/℃]

INA240-SEP 導(dǎo)致的失調(diào)電壓誤差：

其中

e_{INA_OS}：INA240-SEP 導(dǎo)致的失調(diào)電壓誤差 [μV]
V_{INA_-os}：INA240-SEP 數(shù)據(jù)表中的失調(diào)電壓 [μV]
drift_{INA_os}：INA240-SEP 數(shù)據(jù)表中的溫漂 [μV/℃]
I_{INA_bias}：INA240-SEP 數(shù)據(jù)表中的偏置電流 [μA]
R_shunt：分流電阻值 [?]

INA240-SEP 輸出端的噪聲：

其中

n_{INA_PSRR}：電源噪聲對 INA240-SEP 輸出的影響 [μV]
PSRR：INA240-SEP 數(shù)據(jù)表中的功率抑制比 [μV/V]
n_power：電源噪聲 [μV]
n-_{INA_RVRR}：基準(zhǔn)電壓噪聲對 INA240-SEP 輸出的影響 [μV]
n_ref：基準(zhǔn)電壓噪聲 [μV]
RVRR：INA240-SEP 數(shù)據(jù)表中的基準(zhǔn)電壓反射比 [μV/V]

在數(shù)據(jù)表中可以發(fā)現(xiàn) INA240-SEP 的非線性誤差 (INL) 為 0.01%。

來自 OPA4H014-SEP 的增益誤差（僅適用于電路 2）：

其中

G_op-amp-：運(yùn)算放大器電路的增益 [V/V]
e_R：電阻（包括 R3、R4 和 R5）誤差 [%]
e_{R_tol}：電阻（包括 R3、R4 和 R5）容差 [%]
TC_R：電阻（包括 R3、R4 和 R5）溫度系數(shù) [ppm/℃]

來自 OPA4H014-SEP 的失調(diào)電壓誤差（僅適用于電路2）：

其中

e_{OPA_os}：OPA4H014-SEP 的失調(diào)電壓誤差 [%]
e-_5Vref：5V 基準(zhǔn)電壓誤差 [%]
V_{OPA_os}：OPA4H014-SEP 數(shù)據(jù)表中的運(yùn)算放大器失調(diào)電壓 [μV]
drift_OPA：OPA4H014-SEP 數(shù)據(jù)表中的運(yùn)算放大器溫漂 [μV/℃]
I_{OPA_bias}：OPA4H014-SEP 數(shù)據(jù)表中的運(yùn)算放大器偏置電流 [nA]

ADC128S102-SEP 和 TPS73801-SEP 用于為 ADC128S102-SEP 的引腳 VA 提供 5V 基準(zhǔn)電壓，這兩個器件引入的誤差可以使用模擬工程師計算器中的 TUE 計算器 進(jìn)行計算。要使用總體未調(diào)整誤差 (TUE) 計算器，請輸入器件數(shù)據(jù)表屏幕上列出的值：

TUE 計算（顯示了 ADC 規(guī)格和未校準(zhǔn)結(jié)果）

注：典型的 ADC 噪聲（上一張圖中以紅色框標(biāo)出）被定義為 ADC 量化噪聲 (V_RMS)，最大 ADC 噪聲被定義為 ADC 量化噪聲的峰值，即 LSB 的 1/2。

TUE 計算（顯示了 LDO 規(guī)格和校準(zhǔn)結(jié)果）

這里使用了 TUE 計算器來求解系統(tǒng)的總體未調(diào)整誤差。TUE 計算（顯示了 ADC 規(guī)格和未校準(zhǔn)結(jié)果）顯示了“ADC error”選項卡以及根據(jù) ADC128S102-SEP 數(shù)據(jù)表輸入的值。TUE 計算（顯示了 LDO 規(guī)格和校準(zhǔn)結(jié)果）展示了 Reference Error 選項卡以及根據(jù) TPS73801-SEP 數(shù)據(jù)表輸入的值。填寫這兩個選項卡以獲得準(zhǔn)確的 TUE 結(jié)果。請注意，本示例中未使用“amplifier Error”選項卡。模擬工程師計算器使用 Analysis Options 下的各種校準(zhǔn)選項提供了結(jié)果。

前兩個圖像分別顯示了未校準(zhǔn)結(jié)果和經(jīng)過增益和失調(diào)電壓校準(zhǔn)的結(jié)果。在 –55°C 至 125°C 的溫度范圍內(nèi)，計算結(jié)果表明 ADC128S102-SEP 和 TPS73801-SEP 在未經(jīng)校準(zhǔn)的情況下可產(chǎn)生約 1.35% 的典型誤差和 2.68% 的最大誤差，而在經(jīng)過增益和失調(diào)電壓校準(zhǔn)后可產(chǎn)生 0.1636% 的典型誤差和 0.1660% 的最大誤差。

結(jié)語

電流檢測電路 1 和電路 2 展示了使用和不使用放大器時的 ADC128S102-SEP 性能。仿真結(jié)果顯示，INA240-SEP 可以驅(qū)動高達(dá) 72kSPS 的 ADC 輸入，而使用第二級放大器 OPA4H014-SEP 能夠以相同的精度驅(qū)動高達(dá) 568kSPS 的 ADC 輸入。使用 OPA4H014-SEP 的另一個好處是它提供了額外的增益，因此在選擇分流電阻值時可以更加靈活。

有關(guān)更多電流檢測放大器和運(yùn)算放大器選擇，請參閱 TI 航天產(chǎn)品指南。