簡(jiǎn)介

模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC)（包括嵌入到 TMS320F2837xD 系列等微控制器中的模數(shù)轉(zhuǎn)換器）呈增長(zhǎng)趨勢(shì)，以支持使用全差動(dòng)輸入，來(lái)更大限度地提高產(chǎn)品性能。本文檔旨在通過(guò)多項(xiàng)規(guī)格的實(shí)驗(yàn)室分析，展示使用全差動(dòng)放大器 (FDA) 將單端信號(hào)轉(zhuǎn)換為差動(dòng)信號(hào)以驅(qū)動(dòng)差動(dòng) ADC 帶來(lái)的性能提升及其重要意義，并與分立式雙通道運(yùn)算放大器（如 OPA2328 或 OPA2320）進(jìn)行比較。評(píng)估的主要規(guī)格包括偶次諧波（HD₂、HD₄）、總計(jì)諧波失真 (THD)、信噪比 (SNR) 和有效位數(shù) (ENOB)。此外，還總結(jié)了其他特性，包括輸出共模控制、功耗、有源濾波能力、易用性、設(shè)計(jì)尺寸和高輸入阻抗。

內(nèi)容摘要

有關(guān)匯總以下文檔結(jié)果的快速參考表，請(qǐng)參閱表 1，獲取內(nèi)容摘要。

電路配置和實(shí)現(xiàn)

圖 1 顯示了使用雙通道運(yùn)算放大器驅(qū)動(dòng)差動(dòng) ADC 輸入時(shí)的電路配置。請(qǐng)注意，在非反相配置中使用雙通道運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)高阻抗時(shí)，通常需要兩個(gè)參考電壓，因?yàn)槊總€(gè)放大器級(jí)的輸入和輸出偏置電壓都會(huì)影響最終輸出共模電壓，需要通過(guò)這兩個(gè)參考電壓進(jìn)行調(diào)整。這通常需要額外購(gòu)買 IC（即 LM27761 等低噪聲電壓逆變器），以產(chǎn)生負(fù)直流偏置，從而導(dǎo)致設(shè)計(jì)尺寸更大，系統(tǒng)成本更高。

接下來(lái)，圖 2 展示了驅(qū)動(dòng)差動(dòng) ADC 時(shí)全差動(dòng)放大器的電路配置，這種配置通常不需要任何外部參考電壓。FDA 上的共模電壓引腳可以直接連接到 ADC 的參考電壓輸出，由于 FDA 中集成了內(nèi)部誤差環(huán)路放大器，因此不會(huì)進(jìn)行額外的偏置電壓處理。

圖 1 用于差動(dòng)輸出驅(qū)動(dòng)的雙通道運(yùn)算放大器配置

圖 2 用于差動(dòng)輸出驅(qū)動(dòng)的全差動(dòng)放大器配置

器件架構(gòu)比較

選擇用于比較和分析的兩款器件是 OPA2328 運(yùn)算放大器和 THS4536 全差動(dòng)放大器。憑借相似的工藝技術(shù)、帶寬性能和精度規(guī)格，在實(shí)現(xiàn)高直流精度設(shè)計(jì)時(shí)，它們都是可用于 ADC 驅(qū)動(dòng)的類似器件。

此表還會(huì)展示，當(dāng)全差動(dòng)放大器和雙通道運(yùn)算放大器都采用 CMOS 處理方面的專業(yè)技術(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，兩者在靜態(tài)電流方面的差異。在使用 5V 電源時(shí)，OPA2328 兩個(gè)通道的電流為 7.6mA，而單通道 THS4536 為 4.7mA，這表明全差動(dòng)放大器使功耗降低了 14.5mW 或 38%。

總諧波失真 (THD)

總計(jì)諧波失真即添加到理想信號(hào) (8) 的不必要頻率（諧波）的測(cè)量值。理想情況下，THD 越低越好。放大器的線性可以通過(guò)其 THD 性能進(jìn)行量化，一般經(jīng)驗(yàn)法則是工程師必須在相關(guān)頻率范圍內(nèi)選擇比 ADC 至少高 10dB 的放大器。對(duì)于 FDA，理想情況下差動(dòng)信號(hào)路徑中的偶次諧波會(huì)減少，從而降低總計(jì)諧波失真 (5)。圖 4 展示了該原理的一部分，因?yàn)樵跒?SAR 16 位 1MSPS ADC (ADS9224R) 驅(qū)動(dòng)多種不同輸入頻率時(shí)，THS4536 的總計(jì)諧波失真低于 OPA2328。

圖 3 HD₂ 和 HD₄ 與輸入頻率間的關(guān)系

圖 4 總計(jì)諧波失真與輸入頻率間的關(guān)系 (1MSPS)

大信號(hào)階躍和相位延遲

相位延遲即差動(dòng) ADC 正負(fù)輸入端子的相位差。為了從 ADC 獲得最高性能和精度，進(jìn)入 ADC 的輸入信號(hào)的相位和振幅分量應(yīng)盡可能匹配，確保偶次諧波（2 階和 4 階）受到的影響盡可能小，信號(hào)帶寬得到優(yōu)化，并且趨穩(wěn)誤差降低。在雙通道運(yùn)算放大器配置中，第一級(jí)放大器的增益通常會(huì)增加，這會(huì)導(dǎo)致放大器速度變慢，而第二級(jí)放大器會(huì)加劇增益和相位不平衡。相比之下，F(xiàn)DA 的架構(gòu)本身具有出色的輸出平衡，因?yàn)檩斎爰?jí)是并行處理的（包括應(yīng)用增益），從而盡可能降低相位延遲。這些原理以及噪聲性能和趨穩(wěn)誤差可以通過(guò) ADC 的有效位數(shù) (ENOB) 來(lái)體現(xiàn)。

圖 5 ENOB 與輸入頻率間的關(guān)系

頻譜噪聲

外部放大器對(duì)系統(tǒng)噪聲的影響是一項(xiàng)復(fù)雜的分析；然而，一般指導(dǎo)原則是，選擇一個(gè)在所需增益水平下等于或低于整體系統(tǒng)噪聲的放大器。有關(guān) ADC 有效噪聲帶寬 (ENBW) 計(jì)算方式以及外部放大器的影響的深入討論，請(qǐng)參閱參考資料 9 精密 ADC 噪聲分析的基本原理第 2 章和第 3 章。在短期考慮和評(píng)估中，圖 6 展示了驅(qū)動(dòng) ADS9224S（1kHz 信號(hào)）的 OPA2328 和 THS4536 頻譜噪聲的快速傅里葉變換 (FFT) 與頻率間關(guān)系圖，表明 THS4536 具有較低的閃爍噪聲。閃爍 (1/f) 噪聲越大，閃爍噪聲和寬帶噪聲之間的交叉頻率越高，ADC 將采樣的噪聲就越多，從而導(dǎo)致輸出代碼結(jié)果降低，并降低 ADC 的有效帶寬。此外，信噪比（或 SNR）衡量輸入信號(hào)強(qiáng)度與不必要噪聲的比率，可用于展示 THS4536 在驅(qū)動(dòng) ADC 時(shí)的性能優(yōu)勢(shì)。

圖 6 FFT 與頻率間的關(guān)系

圖 7 SNR 與頻率之間的關(guān)系 (1MSPS)

結(jié)語(yǔ)

由于全差動(dòng)放大器具有集成的架構(gòu)和固有的差動(dòng)信號(hào)特性，因此可實(shí)現(xiàn)諸多信號(hào)鏈改進(jìn)。在相同或更低的功耗下，工程師應(yīng)該會(huì)發(fā)現(xiàn)以下優(yōu)勢(shì)：對(duì) SNR 影響最小、THD 最低、ENOB 最大、設(shè)計(jì)尺寸更小、集成輸出共?？刂?，并且能夠通過(guò)易于使用、成本更低的器件，為同一元件添加有源濾波器。通過(guò)為 ADC 選擇正確的 FDA，可確保 ADC 及后續(xù)最終系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)卓越性能且實(shí)現(xiàn)方式簡(jiǎn)單。

常用 ADC 和 FDA 建議

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