電流傳感變壓器 (CT) 通常用于大功率應(yīng)用，以檢測(cè)指示器電流，并避免使用電流感應(yīng)電阻器時(shí)固有的損耗。對(duì)于平均電流模式控制，需要整個(gè)指示器電流波形；然而，低頻率 CT 顯然不可行。通常，使用兩個(gè)高頻率 CT，一個(gè)在開(kāi)關(guān)橋臂中用于獲得上斜率電流，另一個(gè)在二極管橋臂中用于獲得下斜率電流。這兩個(gè)電流信號(hào)相加形成整個(gè)指示器電流，但對(duì)于 UCC28070-Q1 來(lái)說(shuō)，這一步驟并非必要。

UCC28070-Q1 設(shè)計(jì)的一個(gè)主要優(yōu)勢(shì)是電流合成功能，該功能可在開(kāi)關(guān)周期關(guān)斷期間在內(nèi)部重新創(chuàng)建指示器電流下降斜率。這消除了每個(gè)相位對(duì)二極管橋臂 CT 的需求，從而顯著減少了空間、成本和復(fù)雜性。如前文電流合成器 部分所述，使用單個(gè)電阻器對(duì)合成器進(jìn)行斜率編程。

在選擇 CT 時(shí)必須進(jìn)行一些權(quán)衡。各種內(nèi)部和外部因素會(huì)影響 CT 的尺寸、成本、性能和失真貢獻(xiàn)。

這些因素包括但不限于：

• 匝數(shù)比 (N_CT)
• 磁化電感 (L_M)
• 泄露電感 (L_LK)
• 伏微秒積 (Vμs)
• 分布式電容 (C_d)
• 串聯(lián)電阻 (R_SER)
• 外部二極管壓降 (V_D)
• 外部電流感應(yīng)電阻器 (R_S)
• 外部復(fù)位網(wǎng)絡(luò)

傳統(tǒng)上，首先選擇匝數(shù)比和電流感應(yīng)電阻器。在考慮其他因素后，可能需要經(jīng)過(guò)幾次迭代才能優(yōu)化選擇。

通常，50 ≤ N_CT ≤ 200是一個(gè)合理的選擇范圍。如果 N_CT 過(guò)低，則 R_S 中的功率損耗可能較大，并且 L_M 不足。如果過(guò)大，則可能存在過(guò)多的 L_LK 和 C_d。（假定初級(jí)繞組為一匝。）

圖 7-2 電流傳感變壓器等效電路

輸入電流失真的一個(gè)主要因素是磁化電流對(duì) CT 輸出信號(hào) (i_RS) 的影響。對(duì)于給定的磁芯尺寸，匝數(shù)比越高，L_M 就越高。L_M 必須足夠高，才能使生成的磁化電流 (i_M) 在總轉(zhuǎn)換電流中占很小的百分比。這是一個(gè)無(wú)法在整個(gè)電流范圍內(nèi)維持的條件，因?yàn)殡S著輸入電流降至零，i_M 不可避免地會(huì)占 i_RS 的更大比例。i_M 的作用是從 R_S 竊取 一些信號(hào)電流，從而降低 CSx 電壓并有效地低估被檢測(cè)的實(shí)際電流。在低電流情況下，這種低估可能會(huì)很明顯，CAOx 會(huì)增加電流環(huán)路的占空比，試圖將 CSx 輸入調(diào)整至與 IMO 參考電壓匹配。這種不必要的改正會(huì)在 CT 低估情況嚴(yán)重的區(qū)域（例如交流線路過(guò)零附近）的輸入波形上產(chǎn)生過(guò)大的電流。在高壓線路、輕負(fù)載條件下，它會(huì)在一定程度上影響整個(gè)波形。

選擇感應(yīng)電阻器 R_S 與 N_CT 結(jié)合使用，以在最大負(fù)載下，反射電感紋波電流的中點(diǎn)處，使 CSx 的檢測(cè)電壓約為 3V。目標(biāo)是盡可能提高 CAOx 電流誤差放大器共模輸入范圍 V_CMCAO 內(nèi)的平均信號(hào)，同時(shí)為 V_CMCAO 內(nèi)的紋波電流峰值留出空間。設(shè)計(jì)條件必須達(dá)到線性乘法器和量化電壓前饋 中確定的最低最大輸入功率限制。如果指示器紋波電流太高導(dǎo)致 V_CSx 超過(guò) V_CMCAO，則必須調(diào)整 R_S 或 N_CT 或兩者以降低峰值 V_CSx，這可能會(huì)將平均傳感電壓中心降至 3V 以下。這種情況并沒(méi)有問(wèn)題；但需要注意的是，在滿負(fù)載與空載之間，信號(hào)會(huì)被更多地壓縮，在輕載情況下可能會(huì)產(chǎn)生更大的失真。

伏秒平衡的問(wèn)題很重要，尤其是在 PFC 級(jí)中占空比變化很大的情況下。理想情況下，每個(gè)開(kāi)關(guān)周期一次會(huì)復(fù)位 CT；即關(guān)斷時(shí)間 Vμs 乘積等于導(dǎo)通時(shí)間 Vμs 乘積。導(dǎo)通時(shí)間 Vμs 是由串聯(lián)元件 R_SER、L_LK、D 和 R_S 生成的 L_M 上電壓的時(shí)間積分。關(guān)斷時(shí)間 Vμs 是關(guān)斷期間復(fù)位網(wǎng)絡(luò)上電壓的時(shí)間積分。Vμs 被動(dòng)復(fù)位時(shí)，Vμs(off) 不太可能超過(guò) Vμs(on)。導(dǎo)通或關(guān)斷 Vμs 乘積中的持續(xù)不平衡會(huì)導(dǎo)致磁芯飽和以及電流傳感信號(hào)的總損耗。V_CSx 的喪失會(huì)導(dǎo)致 V_CAOx 快速上升到其最大值，從而在任何線路條件下對(duì)最大占空比進(jìn)行編程。這反過(guò)來(lái)會(huì)導(dǎo)致升壓指示器電流在沒(méi)有控制的情況下增加，直到系統(tǒng)保險(xiǎn)絲或某些元件故障導(dǎo)致輸入電流中斷。

CT 必須具有足夠的 Vμs 設(shè)計(jì)裕度，以便適應(yīng)在最大輸入電流下可能存在多個(gè)連續(xù)的最大占空比周期的各種特殊情況，例如在峰值電流限制期間。

最大 Vμs(on) 可以通過(guò)以下公式估算：

其中

• 所有因素都取最大值，以應(yīng)對(duì)最壞情況的瞬態(tài)條件
• 如果啟用了頻率抖動(dòng)，則 t_ON(max) 發(fā)生在最低抖動(dòng)頻率期間

為了設(shè)計(jì)裕度，建議 CT 的額定值約為 5 × Vμs(on)max 或更高。V_RS 的貢獻(xiàn)直接隨線電流而變化。然而，即使電流接近零時(shí)，V_D 也可能具有很大的電壓，因此在占空比為最大值的過(guò)零處可能會(huì)累積較大的 Vμs(on)。V_RSER 貢獻(xiàn)最小，如果 R_SER < R_S，則通?？梢院雎圆挥?jì)。V_LK 由檢測(cè)到的電流的 di/dt 產(chǎn)生，從外部無(wú)法觀測(cè)到。但是，考慮到電流信號(hào)的亞微秒級(jí)上升時(shí)間以及指示器電流的斜率，它的影響相當(dāng)顯著。幸運(yùn)的是，導(dǎo)通期間 L_M 上累積的大部分 Vμs 會(huì)在占空比結(jié)束時(shí)的下降時(shí)間被刪除，從而在關(guān)斷期間復(fù)位較低的凈 Vμs(on)。然而，CT 至少必須能夠承受在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)導(dǎo)通瞬間累積的最大內(nèi)部 V·μs(on)max。

要復(fù)位 CT，可以使用 i_M 作為偏置電流，通過(guò)電阻器或齊納二極管生成 Vμs(off)。

圖 7-3 可能的復(fù)位網(wǎng)絡(luò)

為了適應(yīng)各種 CT 電路設(shè)計(jì)，并防止因 CT 飽和可能導(dǎo)致的破壞性后果，必須對(duì) UCC28070-Q1 最大占空比進(jìn)行編程，以便產(chǎn)生的最短關(guān)斷時(shí)間能夠?qū)崿F(xiàn)所需的最壞情況復(fù)位。（請(qǐng)參閱編程 PWM 頻率和最大占空比鉗位，詳細(xì)了解如何確定 R_DMX 尺寸。）請(qǐng)注意，CT 中的過(guò)大 C_d 可能會(huì)干擾有效復(fù)位，因?yàn)橹挥性?CT 自諧振頻率 1/4 周期之后才能達(dá)到最大復(fù)位電壓。匝數(shù)比越高，C_d [6] 越高，因此必須在 N_CT 和 D_MAX 之間進(jìn)行權(quán)衡。

所選的匝數(shù)比還會(huì)影響 L_M 和 L_LK，它們會(huì)根據(jù)匝數(shù)的平方而成比例變化。較高的 L_M 是有利的，而較高的 L_LK 則不利。如果導(dǎo)通期間 L_M 上的電壓假定為恒定（雖然不是恒定的，但足夠接近以簡(jiǎn)化），則磁化電流會(huì)增加斜坡。

如前所述，這個(gè)上升電流會(huì)從 i_RS 中減去，這對(duì) V_CSx 的影響尤其嚴(yán)重。當(dāng) V_CSx 處的峰值降低時(shí)，電流合成器在較低電壓下開(kāi)始斜率下降，從而進(jìn)一步降低 CAOx 的平均信號(hào)，并進(jìn)一步增加這些條件下的失真。如果需要在極輕負(fù)載下實(shí)現(xiàn)低輸入電流失真，則可能需要開(kāi)發(fā)特殊的緩解方法來(lái)實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)。